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专利名称：具有注入信号确定的开环负载牵引装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及开环负载牵引测量方法，该测量方法有助于在大调制带宽内在基带频 率、基波频率和谐波频率处完全控制和测量提供给待测器件(DUT)的反射系数。
背景技术：
US2007/0194776号美国专利公布公开了实时负载牵引装置，该实时负载牵引装置 允许在一次射入中对于基波对器件反射系数进行设置和测量。该方法只能与对待测器件的 单音输入激励一起使用并且不适合于宽带调制信号。US2007/018MM号美国专利公布公开了通过使用下变频技术在更容易的更低频 率处实现滤波器功能来实现(闭合的)反馈环中负载控制。然而，所提出的解决方案假设 用于有源环路的时间连续的反馈动作，以实现预期的反射系数。在该文件中，下变频的使用 仅是实现滤波器作用和/或增益的限制功能。注意的是，在反馈系统中，器件的原始数据发 射被获取作为对于其相位和振幅修改的并反馈给有源器件的输入，这与开环系统(如本发 明)形成对比，在开环系统中，通过优化/迭代技术得到待注入到有源器件中的期望信号电 平且不使用(不重新使用)发射波来获得这些信号。2004 年阿姆斯特丹的 34th European Microwave Conference (第 34 届欧洲微波 会议)的 H. Arthaber 等人的文章"A broadband active harmonic load-pull setup with a modified generator as active load(使用修改的发生器作为有源负载的宽带有源谐 波负载牵引方案)”公开了允许宽带有源负载测试待测器件的负载牵引方案。本装置使用 单调制RF源来产生所需的后向行波。在测试装置中使用单参考频率被提到以便提高精度。 然而，对于宽带调制信号，该装置是不实用的。2007 ^International Symposium on Signals and Systems
论会)的 Μ· S. Hasmi 等人的文章"A broadband control electronics for envelop load pull system(用于包络负载牵引系统的宽带控制电路)”公开了在US 2007/018 号美 国专利公开中描述的用于包络负载牵引方案的控制电路，其通过使闭环中的相位延迟最小 化来允许宽带有源负载测试宽带调制信号。注意的是，在这种情况下在调制带宽中不存在 反射系数的单独控制，因此只是整个带宽上的相位延迟和增益变化被减少，但是它们依然 存在。由于这些原因，对可以控制的最大带宽依然存在基本限制(在如作者所指定的13MHz 内将依然存在随频率的某一相位变化)。另外，所提出的装置的动态范围将非常有限。

发明内容
本发明试图提供改进的负载牵引测量装置和方法，该装置和方法允许更广的应用 范围(更高的频率、更大的宽带、宽带多音)。根据本发明，提供了根据上面所限定的序言的方法，其中，该方法包括-在待测器件的源侧提供输入源信号并在待测器件的源和负载侧提供注入信号， 以在待测器件各个参考平面处生成预定的反射系数，该预定的反射系数包括在基波频率处或在基波频率附近以及在一个或多个谐波频率处或在一个或多个谐波频率附近的期望反 射系数对频率的函数，以及对于基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个-在待测器件的源和负载侧处获得测量数据，并且根据测量数据确定实际测量反 射系数对频率的函数，-通过迭代地将实际测量反射系数对频率的函数与期望反射系数对频率的函数相 比较，确定注入信号参数，-在源和负载侧通过数模转换将注入信号参数转换成注入信号，其中获得测量数据包括-在待测器件的源和负载侧将测量信号下转换为中频信号，-对中频信号进行模数转换，以获得具有第一频率分辨率的实际测量反射系数对 频率的函数，以及其中，在模数转换中应用的第一频率分辨率等于或优于在数模转换中应用的第二 频率分辨率。这些特征共同允许使用具有反射系数的频率分点优化的开环方法。所提出的方法 解决了存在于现有负载牵引系统中的电延迟，并且因此有助于同样用于非�？泶�信号(带 宽>10MHz)的实际的类电路条件。实际上，对于在基波频率和谐波频率处的频带，使用者 可以指定任意的反射系数对频率。所提出的方法还克服了与存在于传统有源谐波负载牵引 系统中的放大器有关的非线性限制，因为对于期望频带在注入信号迭代过程期间，由这些 非线性所引起的偏离将自动消失，以便满足与指定反射系数有关的条件。术语“在频率处或在频率附近”用于表明宽带应用是可能的，而且单音应用也是可 能的。在进一步的实施方式中，源输入信号是具有基波频率的宽带信号，并且是具有预 定记录长度的周期信号。这允许开环方法，因为使用与一个周期相关联的测量信号，优化可 以进行，在源信号的接下来的周期中应用所确定的注入信号。当使用该方法时，这还允许考 虑到宽带信号。在进一步的实施方式中，迭代地确定注入信号参数包括当没有应用注入信号时使 用实际测量反射系数对频率的函数来开始迭代过程。相比于使用用于起始值的默认值，这 将导致迭代优化过程的更快收敛。可替换地，迭代地确定注入信号参数包括基于电路模拟器原理的迭代，其中，同时 对待测器件的边界条件求解。对于调制信号的所有谐波和/或包络，这可以被应用。后一 技术将最有可能减少所需的迭代次数，并且因此将提高测量速度。在更进一步的实施方式中，在待测器件的源和负载侧处的注入信号进一步包括基 带信号，基带信号是与注入信号相干地产生的。该特征具有提供待测器件的偏置网络阻抗 的效果，并且因此提供了测量方案的附加功能性。在进一步的实施方式中，在源和负载侧处通过数模转换将注入信号参数转换成注 入信号包括-在源和负载侧处对于基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个将注入信号 参数输入到波形发生器，以形成中间注入信号，其中，波形发生器共享相同的时基并完全同步，-将中间注入信号中的每一个相干地上变频到适当的基波频率和谐波频率，以形 成实际注入信号。该实施方式提供了信号发生的有利实现。对于所有频带(基波和谐波)使用同步 且相干的步骤对于期望的一组反射系数函数提供了快速地确定正确的注入信号用的所要 求的精度。在进一步的实施方式中，数模转换和模数转换被同步到单相干源。这首先提供了 为实现本方法所需的电路的减少，并且保证了适当且有效的功能。在进一步的实施方式中可使用使输入源信号预失真。虽然只有当测量方案中所有 要素完全同步时这才是可能的，但是这允许补偿测量系统的输入路径中的功率放大器的非 线性，导致更高的精度和效率。而且，该方法可以进一步包括计算测量系统中的实际损耗和延迟并在预定的反射 系数中补偿所计算的实际损耗和延迟(在每个频率点)。对于在基波频率和谐波频率附近 的整个调制带宽内的每个频率点，在信号发生中实现可使用宽带线性S参数测量和补偿。在进一步的实施方式中，预定的反射系数包括预限定时变反射系数。这允许模拟 与使用负载调制的放大器有关的器件测试条件(例如，Doherty、LINC或动态负载线放大 器)O在另一组实施方式中，该方法进一步包括在待测器件的源和负载侧处提供多个时 间分段的且顺序的注入信号，其中，多个时间分段的且顺序的注入信号中的每一个包括基 波频率或基波频率的谐波频率，并且其中多个时间分段的且顺序的注入信号中的一个或多 个包括不同的振幅和相位。这种开环负载牵引测量方法牵涉通过在待测器件的源和负载侧 处使用时间分段的且顺序的注入信号来实现高速(多维)参数扫描。这些分段的正弦信号 都具有精确地等于待测器件的基本工作(估算)频率的频率，或者它们的频率被设置为等 于待测器件的谐波频率之一。在不同时间段中的正弦信号的振幅和/或相位被设置为不 同，以实现(多维)参数扫描。使用本实施方式，在远短于现有技术装置中可能的时间帧的 非常短的时间帧内执行待测器件的非常复杂且大量的测量是可能的，在进一步的实施方式中，多个时间分段的且顺序的注入信号的振幅和相位适于获 得待测器件的工作参数的预限定扫描。通过时间分段的波形内的正弦信号的相位和振幅的 优化，可以非常准确地获得扫描参数(例如源或负载反射系数)的期望的(使用者指定的) 测量条件。在更进一步的实施方式中，通过使用触发信号使数模转换和模数转换同步到多个 时间分段的且顺序的注入信号。这保证了测量的条件被保持得可靠且准确。另一方面，本发明涉及用于待测器件的有源负载牵引测量的测量装置，包括-宽带模数转换�？椋�该宽带模数转换模块连接至待测器件的源侧和负载侧，以在 待测器件的源和负载侧对于基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个获得测量数据， 根据测量数据确定实际测量的反射系数对频率函数，并且通过迭代地将实际测量的反射系 数对频率函数与期望的反射系数对频率函数相比较来确定注入信号参数，-连接至待测器件的源侧的第一注入信号发生器和连接至待测器件的负载侧的第 二注入信号发生器，第一注入信号发生器和第二注入信号发生器用于提供输入源信号和注入信号，以便在待测器件的各个参考平面处生成预定的反射系数，预定的反射系数包括在 基波频率处或在基波频率附近以及在一个或多个谐波频率处或在一个或多个谐波频率附 近的期望反射系数对频率函数，第一注入信号发生器和第二注入信号发生器包括任意波形 发生器，任意波形发生器用于通过数模转换将注入信号参数转换成在源侧和负载侧的注入 信号，其中，宽带模数转换�？榱�接至耦合器，该耦合器连接至待测器件的源和负载侧， 并且耦合器包括测量信号的下变频器以获得中频信号，并且宽带模数转换�？榻�一步被布 置用于中频信号的模数转换，以获得具有第一频率分辨率的实际测量的反射系数对频率函 数，并且其中，在模数转换中应用的第一频率分辨率等于或优于在数模转换中应用的第二 频率分辨率。这对于执行根据上述实施方式的方法提供了有效且划算的实现。在进一步的实施方式中，测量装置进一步包括基带信号发生器和连接至待测器件 的相关联的耦合器，基带信号发生器和耦合器用于产生与源信号和注入信号相干地产生的 基带信号。如在上述的对应实施方式中一样，这提供了提供待测器件的期望偏置网络阻抗 的效果。测量装置以及其部件可以单独地或共同地进一步被配置为执行根据如上所述实 施方式的方法。


下面将关于附图并使用多个示例性实施方式更详细地描述本发明，其中图1示出了根据本发明实施方式的测量装置的示意性框图；图加示出了如在图1的装置中所使用的耦合器实施方式的更详细框图；图2b示出了如在图1的装置中所使用的宽带模数转换�？槭凳┓绞降母�详细框 图；图2c示出了如在图1的装置中所使用的注入信号发生器实施方式的更详细框 图；图3示出了在DUT的源和负载侧在期望的频率处生成同步且相干的注入信号所需 的单元的概念图；图4示出了用于对期望的反射系数参数进行优化的迭代过程的流程图；图fe和恥示出了对于具有15MHz带宽的14音输入信号提供给待测器件的未校 正的(a)和校正的(b)反射系数的史密斯圆图；图6在其底部图中示出了具有基波频率& = 2. 14GHz的W-CDMA测试信号的示例， 并且对于所有频率点示出了输出反射系数的幅度和相位；图7示出了示例性宽带调制信号的中频功率谱(底部图)以及有源负载信号和输 入源信号的信号功率谱(I和Q)；图8示出了如在图fe和恥引用的示例中所使用的14音输入信号的信号频谱；图9示出了根据本发明进一步实施方式的开环负载牵引测量装置的示意图；图IOa-IOf示出了如在本发明的实施方式中所使用的时间分段且顺序的波形以及注入信号的示例；图Ila示出了示例性待测器件的测量的输出功率等值线；以及图lib示出了对于不同负载条件对于作为图Ila主题的待测器件所测量的增益作 为输入功率的函数。
具体实施例方式所提出的开环负载牵引系统允许在大的调制带宽上在基带频率、基波频率和谐波 频率处完全控制和测量被提供给待测器件(DUT)I的反射系数。该系统的特征在于，实现 DUTl的虚拟匹配条件所需的源测试信号以及所有注入信号(a波)都源于任意波形发生器， 任意波形发生器共享相同的时基和记录数据长度并且完全同步。当使用数字IF方法时通 过使用如在下面的各个实施方式中所描述的I/Q调制器(或使用可替换实施方式中的混频 器)对这些信号进行相干上变频，生成了提供给待测器件1的源信号以及在提供给待测器 件1的基波频率和可选的谐波频率处生成人工反射系数所需的所有注入信号。另外，通过 该技术还能够实现基带阻抗控制。并且，这些(基带)信号应共享与在测量方案中使用的 其它信号相同的时基和同步。注意的是，与系统中的其他信号相比，基带信号在没有上变频 的情况下通过频率复用器或适合的直流偏置(bias Tee)直接馈送到DUT1。在图1中，示出了开环负载牵引系统的总体框图。利用在每侧的两条虚线指出 DUT1，这两条虚线代表在输入侧和输出侧的DUTl的参考平面。下面将进一步描述图1中示 出的全体模块。使用具有下变频线性混频器55或IQ解调器(见图2a)的耦合器4、5在DUTl的 两侧获得测量信号。为了这种下变频，它从本地振荡器�？�2接收本地振荡器信号。来自 DUTl的输入侧(源)和输出侧(负载)的被下变频的测量信号被输入到宽带模数转换�？� 3。如后面将描述的，该模数转换�？�3最终提供为得到待被注入到DUTl的源和负载侧的 必要信号所需要的信息。对于该注入，波形信息被下载到任意波形信号发生器中，该任意波 形信号发生器是如图1中所示的注入信号发生器7、8的一部分。另外，所期望的RF测试信 号被下载到任意波形信号发生器，在如图1中所示的方案中，该任意波形信号发生器被认 为是注入信号发生器7(源)的一部分。波形发生可以具有IQ类型(或数字发生的IF)，这 些发生器的生成信号被上变频。使用频率合并网络(例如，三工器的双工器)合并在不同 频率处控制反射系数所需要的信号，该频率合并网络再次形成注入信号发生器7、8的一部 分。再次使用耦合器�？�4、5将生成的信号提供给DUTl的源和负载侧。另外，使用基带模 块9和分别用于DUTl的源和负载侧的耦合器11、12还能够产生基带信号。在本测量方案 中所有要素使用相同的参考时基，并且是完全同步的。在图加至图2c中，更详细地示出了图1的框图的多个�？�。图加示出了耦合 器�？�4、5中的一个，在该情况下，是在DUTl的负载侧的耦合器�？�5。耦合器�？�5包 括耦合器51，该耦合器51可以提取来自DUTl的前进波和反向行波。每个波通过使用功率 分配器52被进一步分配，并且输入到混频器55 (与来自LO模块2的适合的本地振荡器信 号一起)。以此方式，获得了被输入到宽带ADC�？�3的表示a2,f(1、a2,2f0.b2jf0和b2,2f(1的信 号。执行了检测路径中基波和高次谐波的频率分配，以对于高次谐波保持最高的可能动态 范围，因为在检测高次谐波时，滤除基波分量降低了混频器非线性的影响。
图2b更详细地示出了宽带ADC�？�3。该�？榘�括实际的模数转换器31，一个模 数转换器31用于在DUTl的源和负载侧中的每一个处的前进波和反向行波中的每一个，此 外一个模-数转换31器用于实际的源信号(ajf)。而且，该�？榘�括多个选择器33，多个 选择器33的功能将在下面说明。依赖于IF下变频和模数转换器31的采样频率，模数转换 器31以第一频率分辨率工作。图2c更详细地示出了信号发生器�？�7、8中的一个，更具体地是DUTl的负载侧 上的信号发生器�？�8。提供了任意波形发生器(AWG)81，该任意波形发生器81使用时钟 信号、数据信号和触发信号来产生期望波形的I部和Q部。随后，这些I部和Q部被馈送到 上变频混频器82。因为需要将所产生的信号频率转换为基波频率和谐波频率，所以驱动这 些IQ上变频混频器的LO信号必须接近于用于基波上变频的测试频率，并且是高次谐波的 多倍。为了以相位相干的方式产生这些信号，使用倍增器83、84来对LO信号进行上变频。 如果需要，可以通过使用直流偏移来抑制混频器82中本地振荡器信号的可能泄漏。在可用 于DUTl的单音测试的具体实施方式
中，AWG81和IQ混频器82的组合被布置为单边带上变 频混频器。提供可切换的衰减器85，以能够最佳地使用AWG81中的数模转换器的动态范围。 经由缓冲器/RF放大器86，所产生的信号在频谱复用(解复用)滤波器87中被合并，以将 信号注入DUTl的源侧和负载侧。频谱解复用滤波器87用于将注入信号汇聚在一起，这些 注入信号用于控制基波频率和谐波频率的反射系数。对于每个频率(基波频率和谐波频 率)，使用单独的AWG81，允许生成用于实现基波反射系数和高次谐波反射系数的振幅控制 同步相干注入信号。类似的硬件实现可用于在图1的基带模块9中产生基带信号，但是现 在直接使用任意波形发生器、低通滤波器、可切换的衰减器和放大缓冲器。然后将基带信号 直接输入到耦合器11、12的偏置T型电路。AWG81以第二频率分辨率工作，该第二频率分辨 率比与模数转换器31相关联的第一频率分辨率差整数倍。在图3的框图中给出了在DUTl的源侧和负载侧在期望频率处生成同步且相干的 注入信号所需要的单元的连接方案。这里表明了，不仅可能产生基带频率和基波频率，还 可能产生二次、三次以及甚至更高次谐波(直至N次谐波)。在该框图中，将一个AWG81、 混频器82、可切换的衰减器85和缓冲器86的组合示出作为振幅控制的同步且相干的源 (ACSCS) 15，该振幅控制的同步且相干的源15接收时钟信号、触发信号和数据信号以及衰 减器控制信号，并且输出振幅控制的同步的且带调制的信号。同样地，AWG81、低通滤波器、 可切换的衰减器85和缓冲器86的组合形成基带信号注入电路(BIC) 16。BIC接收时钟信 号、触发信号和数据信号以及衰减器控制信号作为输入，并且输出振幅控制的同步基带调 制信号。如图3的框图中所指出，单个ACSCS 15用于向DUTl提供源信号，并且多个ACSCS �？�15用于向DUTl的源侧提供信号。这些�？榭杀蝗衔�包含在如图1中所描绘的DUTl的 源侧上的注入信号发生器7中。而且，BIC16被包含在基带�？�9中，并且通过使用耦合器 11 (例如，使用偏置T型电路)馈送到DUTl。同样地，还有多个ACSCS�？�15用于在DUTl 的负载侧处提供测试信号，并且被认为包含在图1的DUTl的负载侧上的注入信号发生器8 中。再次，单个BIC16被包含在图1的基带�？�9中，并且通过使用耦合器12 (例如，再次 使用偏置T型电路)馈送到DUT1。
上述电路硬件提供了负载牵引器件特征，该负载牵引器件特征具有与基带内的频 率以及在待测器件1的输入和输出处中心位于基波频率和谐波频率处的频带相比的对反 射系数的完全控制。所提出的测量概念能够补偿在耦合器、连接线缆和测量装置的其他部 件中存在的损耗和相位延迟，它也能够容易地校正放大器的非线性缺陷。由于其结构的原 因，它还能够有助于脉冲器件特征。然而，为了以有用的方式正确地操作，需要确定注入信 号的信号内容。理想地，对于给定的待测器件1期望建立的下述条件通过下式来阐述ax,n(fx,n) =bx,n(fx,n) · rx,n(fx,n)其中χ =源(s)或负载(1)的标志η =频率指数基带(0)，基波(1)，谐波(2以及更大)rx,n(fx,n)=在基带频率或基波频率或谐波频率处源(iix,n)或负载(bx,n)的反射 系数对频率的任意使用者限定的函数。通过强制执行使用者限定的反射系数对频率的函数(跨越基波频率和谐波频率 中每一个附近的至少控制带宽)得到为了生成注入信号在任意波形发生器81中待加载的 准确波形。观察到的频域被分隔在频率点中。这可以由用于在W-CDMA环境下工作的DUTl 的示例性测试方案来说明，示例性的测试方案在该情况下具有基波频率& = 2. 14GHz。在 该试验中使用20. 4MHz的总控制带宽。对于AWG81，144MHz的采样频率与24000个样本的 记录长度一起使用。对于AWG81，这导致了 6kHz的频率分辨率(即，用于信号产生的频率点 间隔)。对于宽带ADC�？�3中的A/D转换器，应用了 IOOMHz的采样频率和2*106个样本 的记录长度。对于测量来说，这导致了 50Hz的频率分辨率，即在该试验中控制的频率点的 总数是3401 (3401*6kHz提供了 20. 4MHz的总控制带宽)。通过对每个频点监测期望的反射系数与实际测量的反射系数的偏差，通过随后的 迭代来优化并得到所注入波形(源和负载)的频谱。通过使用由使用高线性混频器阳执 行的到低IF频率的下变频，捕获在该计算中所需要的来自有源器件(DUTl)的入射波和出 射波的谱功率密度，并且随后使用宽带模数转换器31对该谱功率密度进行数字化。可替换 地，还可能的是，通过使用高线性IQ混频器55和宽带模数转换器31捕获经过直接下变频 到基带的波形，以对被下变频的I波形和Q波形进行采样。宽带模数转换器31的使用允许 立刻捕获感兴趣的带宽的所有频点，这应当在注入信号的频谱内容的优化/迭代中提供足 够的频率分辨率。通过改变用于下变频的LO频率(在LO�？�2中，见图1)，可以确定(使 用选择器33，见图2b)对于在基波和高次谐波附近的频带的随后反射系数。可以将基带信 息直接数字化(也见图2b)。现在将关于如图4中示意性示出的流程图更详细地描述如上所述的迭代过程。如 上所述，根据在待测器件1的参考平面处满足反射系数(步骤41)确定待注入的准确波形。 该过程中的起始点可以是初始反射系数测量，这时没有施加注入信号。作为替代，在频域 中对注入信号a和b做出I波形和Q波形的第一猜想(步骤4 。执行I波形和Q波形的 反快速傅里叶变换(例如在可以是图1中宽带ADC模块3的一部分的处理系统中)，并且 将时域I系数和Q系数输入到AWG81 (步骤43)。随后，在步骤44中，执行测量，并且从A/ D转换器31获得波形的测量数据。再次，使所测量的波形接受快速傅里叶变换(FFT)运算(例如，再次使用图1中的宽带ADC�？�3中的处理系统)，并且在步骤45中确定作为频率 的函数的实际反射系数(Γ) (S卩，使用如上所述频点)。将实际测量的Γ函数与期望的Γ 对频率函数相比较，并且计算误差函数(步骤46)。如果误差函数超过阈值水平(在决策 框47中由‘期望误差’表示)，那么对于I和Q对频率做出新的智能猜想(框48)，并且在 框43中开始新的测量循环。如果所确定的误差函数低于阈值水平，那么在框49中结束迭 代算法。注意的是，所提出的方法能够在宽的频带内在相位和振幅方面准确地控制反射系 数/伽马，而不受电延迟的妨碍。实际上，作为频率的函数，反射系数可以被任意选择。因此，对于每个注入信号(DUT1的源侧和负载侧的基带、基波、谐波)，通过优化技 术或迭代技术，得到期望的波形。在高级的实现中，该迭代可以基于电路模拟器原理，电路 模拟器原理的目的在于对所有谐波和/或所调制信号的包络同时满足待测器件1的边界条 件。该基于电路模拟器原理的技术将最可能减少需要的迭代的次数，并且因此将提供测量 速度。重要的是要强调，所提出的发明实施方式不是时间连续系统，并且不使用(实时) 反馈环。为此，系统不要求用于反射系数测量的模数转换器31和用于生成注入信号的任意 波形发生器81之间的任何同步。在上述实施方式中，实现了同步，并且这是有利的，如果输 入信号的预失真是期望的(例如，补偿输入驱动放大器的非线性行为或DUTl本身的非线 性)。并且，与闭环负载牵引配置相比，由于通过随后的迭代得到期望的反射系数的事实，所 以不再要求用于注入基波频率和谐波信号的环路/缓冲放大器86是线性的，因为它们的非 线性的影响将在随后的反射系数优化中消失。因此，本实施方式不受到应用于闭环系统的 与因果系统有关的限制的约束。在本实施方式中，使用了波形，该波形从重复的数据记录中 构成，该重复的数据记录对于所有数模生成的注入信号a、b通常是不同的。然而，如前面所 述，所有为注入到待测器件1而生成的信号需要共享相同的时基，并且必须是完全同步的。因为在所提出的负载牵引开环系统的变体中，使用源信号的完整波形记录以及其 随时间过去的相关的反射系数是可能的，所以当对待馈送到待测器件1的新的注入信号进 行迭代时，可得到在时间方面关于信号事件的高级知识。因此，补偿相位误差和振幅误差以 及补偿由线性失真和非线性失真现象引起的相位延迟是可能的。这是所提出的开环系统的 独特特征。注意的是，这些原理将在反馈方法中不能补偿电延迟，仅仅因为在时间连续的反 馈系统中这是不可能的。因此，相比于其他现有技术提出的解决方案，本解决方案便于在给定的信号带宽 内独立地对于待测器件1的基波条件、谐波条件甚至基带条件使用任意反射系数。由于使 实现因果函数的基本限制减轻的开环结构的原因，这仅是可能。用于注入信号发生的独立 AWG81的使用是在不对实际器件的电气性能做出预先假设的情况下对实际器件的大信号工 作进行测试的必要条件。所提出的方法还自动地克服了通常与在有源谐波负载牵引系统中 使用的放大器有关的非线性限制，因为在注入信号的波形的优化/迭代期间，将自动地补 偿这些非线性，以便对于基带、基波和高次谐波简单地满足反射系数对频率的预先限定的 使用者可设置的关系。在进一步实施方式中，还可以使用相同的频率加点(frequency binned)优化方法 来使用于待测器件1的测试信号预失真，以通过智能注入包括使失真产物消除的频率分量 的信号来在系统的输入路径中使用的功率放大器的非线性。在该情况下，通过强制执行测试信号对频率的使用者限定的振幅和相位，得到用于生成给待测器件1的输入信号的在任 意波形发生器81中待加载的准确波形。通过监测每个频率点的输入信号的期望振幅和相 位与实际测量的振幅和相位的偏差，通过随后的迭代来优化并得到注入波的频谱。注意的 是，该方法要求任意波形发生器81与模数转换器31同步，以便还能测量注入波的相位。在进一步的实施方式中，D/A产生的信号的频率分辨率(使用AWG81 ；第二频率分 辨率)实际上与由A/D转换器31产生的数字化波形的频率分辨率(第一频率分辨率)相 同，如下等式所表示的。
权利要求
1.为待测器件提供有源负载牵引测量系统的方法，包括-在所述待测器件的源侧提供输入源信号和在所述待测器件的源和负载侧提供注入信 号，以在所述待测器件的各个参考平面处生成预定的反射系数，所述预定的反射系数包括 在基波频率处或在基波频率附近以及在一个或多个谐波频率处或在一个或多个谐波频率 附近的期望反射系数对频率函数，以及对于基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个-在所述待测器件的所述源和负载侧获得测量数据，并且根据所述测量数据确定实际 测量反射系数对频率函数，-通过迭代地将所述实际测量反射系数对频率函数与所述期望反射系数对频率函数相 比较，确定注入信号参数，-在所述源和负载侧通过数模转换将所述注入信号参数转换成所述注入信号，其中获得测量数据包括-在所述待测器件的所述源和负载侧将测量信号下转换为中频信号，-对所述中频信号进行模数转换，以获得具有第一频率分辨率的所述实际测量反射系 数对频率函数，以及其中，在所述模数转换中应用的所述第一频率分辨率等于或优于在所述数模转换中应 用的第二频率分辨率。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述源输入信号是具有基波频率的宽带信号，并且 是具有预定记录长度的周期信号。
3.如权利要求1或2所述的方法，其中，迭代地确定注入信号参数包括当没有施加注入 信号时通过使用实际测量反射系数对频率函数开始迭代过程。
4.如权利要求1或2所述的方法，其中，迭代地确定注入信号参数包括基于电路模拟器 原理的迭代，其中，同时对所述待测器件的边界条件求解。
5.如权利要求1至4中的任一项所述的方法，其中，在所述待测器件的源和负载侧处的 所述注入信号进一步包括基带信号，所述基带信号是与所述注入信号相干地产生的。
6.如权利要求1至5中的任一项所述的方法，其中，在所述源和负载侧处通过数模转换 将所述注入信号参数转换成所述注入信号，包括-在所述源和负载侧处对于基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个将注入信号 参数输入到波形发生器，以形成中间注入信号，其中，所述波形发生器共享相同的时基并完 全同步，-将所述中间注入信号中的每一个相干地上变换为适当的基波频率和谐波频率，以形 成实际注入信号。
7.如权利要求1至6中的任一项所述的方法，其中，所述数模转换和所述模数转换被同 步到单相干源。
8.如权利要求7所述的方法，进一步包括使所述输入源信号预失真。
9.如权利要求1至8中的任一项所述的方法，进一步包括计算所述测量系统中的实际 损耗和延迟，并且在所述预定的反射系数中补偿所计算的实际损耗和延迟。
10.如权利要求1至9中的任一项所述的方法，其中，所述预定的反射系数包括预限定 的时变反射系数。
11.如权利要求1至10中的任一项所述的方法，进一步包括在所述待测器件的所述源 和负载侧处提供多个时间分段且顺序的注入信号，其中所述多个时间分段且顺序的注入信 号中的每一个包括所述基波频率或所述基波频率的谐波频率，并且其中所述多个时间分段 且顺序的注入信号中的一个或多个包括不同的振幅和相位。
12.如权利要求11所述的方法，其中，所述多个时间分段且顺序的注入信号的振幅和 相位适于获得所述待测器件的工作参数的预限定扫描。
13.如权利要求11或12所述的方法，其中，数模转换和模数转换通过使用触发信号被 同步到所述多个时间分段且顺序的注入信号。
14.用于待测器件的有源负载牵引测量的测量装置，包括-宽带模数转换�？�(3)，其连接至所述待测器件(1)的所述源侧和负载侧，以在所述 待测器件(1)的所述源和负载侧对于所述基波频率以及一个或多个谐波频率中的每一个 获得测量数据，根据所述测量数据确定实际测量反射系数对频率函数，并且通过迭代地将 所述实际测量反射系数对频率函数与所述期望反射系数对频率函数相比较确定注入信号 参数，-连接至所述待测器件(1)的源侧的第一注入信号发生器(7)和连接至所述待测器件 (1)的负载侧的第二注入信号发生器(8)，所述第一注入信号发生器(7)和所述第二注入信 号发生器(8)用于提供输入源信号和注入信号，以便在所述待测器件(1)的各个参考平面 处生成预定的反射系数，所述预定的反射系数包括在基波频率处或在基波频率附近以及在 一个或多个谐波频率处或在一个或多个谐波频率附近的期望反射系数对频率函数，所述第 一注入信号发生器和所述第二注入信号发生器(7，8)包括任意波形发生器(81)，所述任意 波形发生器用于在所述源和负载侧通过数模转换将所述注入信号参数转换成所述注入信 号，其中，所述宽带模数转换�？镃3)连接至耦合器G，5)，所述耦合器(4，幻连接至所述 待测器件(1)的所述源和负载侧，并且所述耦合器(4，幻包括测量信号的下变频器(55)以 获得中频信号，以及所述宽带模数转换�？镃3)进一步被布置用于所述中频信号的模数转换，以获得具有 第一频率分辨率的所述实际测量反射系数对频率函数，以及其中，在所述模数转换中应用的所述第一频率分辨率等于或优于在所述数模转换中应 用的第二频率分辨率。
15.如权利要求14所述的测量装置，进一步包括基带信号发生器(9)和连接至所述待 测器件(1)的相关联的耦合器(11，12)，所述基带信号发生器和所述耦合器用于产生与源 信号和注入信号相干地产生的基带信号。
16.如权利要求14或15所述的测量装置，其中，所述测量装置进一步被配置为执行如 权利要求3至13中的任一项所述的方法。
全文摘要
用于待测器件(1)的有源负载牵引测量的测量装置和方法。宽带模数转换�？�(3)被提供用于获得测量数据。第一和第二注入信号发生器(7，8)连接至待测器件(1)的源侧和负载侧。该方案允许在待测器件(1)的参考平面处生成预定反射系数。通过数模转换将所确定的注入信号参数转换成在源和负载侧的所述注入信号。宽带模数转换�？�(3)进一步被布置用于中频信号的模数转换，以获得具有第一频率分辨率的实际测量反射系数对频率函数。在模数转换中应用的第一频率分辨率等于或优于在数模转换中应用的第二频率分辨率。
文档编号G01R27/32GK102077099SQ200980123482
公开日2011年5月25日 申请日期2009年4月1日 优先权日2008年4月21日
发明者毛鲁·马查蒂, 雷奥纳杜斯·科尼里斯·尼科拉斯·德韦德, 马可·约翰尼斯·百尔克 申请人:安特维尔塔-Mw有限公司